събота, 28 януари 2023 г.
петък, 15 януари 2016 г.
Мощен радиочестотен усилвател клас D. Режими на работа. Мощен усилвател клас D с комплементарни транзистори, работещи като ключове на напрежение - анализ, предавателна функция, честотна лента. КПД на полумостова схема, работа с AM сигнали.
Мощен радиочестотен усилвател клас D - общи сведения
Мощните радиочестотни усилватели клас D, наречени също мощни резонансни инвертори клас D се използват широко в различни устройства за преобразуване на постояннотокова енергия в променливотокова. Примери за резонансни усилватели са радиопредавателите, постояннотоковите преобразуватели, индукционните поялници и др. В режим клас D, транзисторите работят като ключове. Усилвателите клас D могат да бъдат разделени в две групи:
Описание на принципните схеми
На фиг 1 е показана схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, работещ като напрежителен ключ, с импулсен трансформаторен драйвер. Схемата се състои от два n-канални полеви транзистора, последователен резонансен кръг и драйвер. Трудно е да се управлява горният транзистор, поради което се изисква гейтов драйвер на високата страна. За целта може да бъде използван импулсен трансформатор. Неинвертиращият изход на трансформатора управлява горния полеви транзистор, а инвертиращият изход управлява долния транзистор. Използва се също IC напомпващ драйвер.
На фиг.2 е показан мощен радиочестотен усилвател клас D, работещ като ключ на напрежение с два захранващи източника `U_I` и `-U_I`.
На фиг.3 е показана схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, в който превключващите устройства са PMOS и NMOS полеви транзистори. Тази схема може да бъде интегрирана за високочестотни приложения като предаватели за безжични комуникации.
Усилвателят клас D със CMOS полеви транзистори изисква само един драйвер. Обаче кръстосаната проводимост на двата транзистора може да предизвика остриета в дрейновите токове. Не припокриващите напрежения гейт-сорс могат да намалят този проблем, но драйверът ще стане по-сложен. Стойността на размаха на драйверното напрежение `u_G` гейт-сорс е равно или близко до напрежението на източника `U_I`, както в CMOS цифрови гейтове. Ето защо тази схема е подходяща единствено за ниски стойности на постоянното захранващо напрежение `U_I`, обикновено `20 V`. При високи стойности на постоянното захранващо напрежение `U_I`, напрежението гейт-сорс трябва също да бъде високо, което може да доведе до рязък спад на напрежението на гейта.
Режими на работа.
Режимите на работа на усилвател клас D са обяснени посредством вълновите форми, показани на фиг.6. Напрежението на входа на последователния трептящ кръг е квадратна вълна с големина `U_I`. Ако качественият фактор на товара `Q_L=sqrt{L/C}/R` на трептящия кръг е достатъчно висок (например `Q_L>=2.5`), токът `i` в тази схема е почти синусоида. Само при `f=f_0`, MOS транзисторът включва и изключва при нулев ток, което води до нулеви ключови загуби и повишава ефективността. В този случай антипаралелният диод не пропуска ток. В много приложения работната честота `f` не е равна на `f_0=1/{2pi sqrt{LC}}`, понеже изходната мощност или изходното напрежение често се управлява чрез изменение на работната честота (честотно модулационно управление). Фиг.4.6 (a),(b),(c) Показва формата на сигнала съответно при `f<f_0`, `f=f_0` и `f>f_0`. Толерансът на включващото гейт-сорс напрежение е показано като защриховани зони на графиката. Всеки от транзисторите трябва да да "включи" (т.е. да бъде отпушен) при `f<f_0` и да "изключи" (т.е. да бъде запушен) при `f>f_0` в интервала, когато токът през ключа е отрицателен. По време на този интервал токът през ключа може да циркулира през антипаралелния диод. За да бъде предотвратена кръстосана проводимост, формата на вълната на управляващите напрежения `u_{GS1}` и `u_{GS2}` не трябва да се застъпват и да имат достатъчно мъртво време (това не е показано на фиг.6.). При изключване полевият транзистор има времезакъснение, а биполярният транзистор има време на съхранение. Ако мъртвият период на гейт-сорс напрежениията на двата транзистора е твърде кратко, единият транзистор остава "включен", докато другият се изключва. В следствие на това двата транзистора остават "включени" в един и същ момент захранващото напрежение бива свързано накъсо през съпротивленията `r_{DS1}` и `r_{DS2}` при отпушено състояние на транзисторите. По тази причина през транзисторите протича импулсен ток на кръстосана проводимост с големина `I_{pk}=U_I/(r_{DS1}+r_{DS2})`.
Мощен усилвател клас D с комплементарни транзистори, работещи като ключове на напрежение - анализ, предавателна функция, честотна лента.
КПД на полумостова схема, работа с AM сигнали.
Мощните радиочестотни усилватели клас D, наречени също мощни резонансни инвертори клас D се използват широко в различни устройства за преобразуване на постояннотокова енергия в променливотокова. Примери за резонансни усилватели са радиопредавателите, постояннотоковите преобразуватели, индукционните поялници и др. В режим клас D, транзисторите работят като ключове. Усилвателите клас D могат да бъдат разделени в две групи:
- усилватели клас D, работещи като ключове на напрежение;
- усилватели клас D, работещи като ключове на ток.
Обратно, усилвателите клас D, работещи като ключове на ток се захранват от източник на постоянен ток под формата на радиочестотен дросел и източник на постоянно напрежение. Тези усилватели съдържат паралелно-резонансна верига или такава, която произлиза от последователно свързана резонансна верига. Напрежението през резонансния кръг е синусоидално за високите стойности на качествения фактор. Напрежението през ключовете има форма на синусоидна полувълна, а токът през ключовете е с квадратна форма.
Едно голямо предимство на усилватели, работещи като ключове на напрежение, е ниското напрежение във всеки от транзисторите, равно на захранващото напрежение. Това прави тези усилватели удобни за устройства за високо напрежение. Например, може да бъде използвано изправено мрежово напрежение 220 V (или 277 V) за захранване на усилватели клас D. В допълнение, в тях могат да бъдат използвани и нисковолтови полеви транзистори. Такива полеви транзистори имат ниско-температурен режим на работа, което допринася за висока ефективност. Съпротивлението дрейн-сорс на полевите транзистори нараства значително с увеличаване на температурата на съединението. Това причинява увеличаване на загубите от протичане на `I_{rms}` (ефективната стойност на дрейновия ток). `r_{DS}` удвоява стойността си при увеличение на температурата със `100^@C` (например от `25^@C` до `125^@C`),
Описание на принципните схеми
 |
| Фиг.1. Полумостова схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, работещ като ключ на напрежение с последователен трептящ кръг и импулсен трансформаторен драйвер |
 |
| Фиг.2. Полумостова схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, работещ като ключ на напрежение с последователен трептящ кръг и импулсен трансформаторен драйвер с два източника на напрежение |
На фиг.3 е показана схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, в който превключващите устройства са PMOS и NMOS полеви транзистори. Тази схема може да бъде интегрирана за високочестотни приложения като предаватели за безжични комуникации.
Усилвателят клас D със CMOS полеви транзистори изисква само един драйвер. Обаче кръстосаната проводимост на двата транзистора може да предизвика остриета в дрейновите токове. Не припокриващите напрежения гейт-сорс могат да намалят този проблем, но драйверът ще стане по-сложен. Стойността на размаха на драйверното напрежение `u_G` гейт-сорс е равно или близко до напрежението на източника `U_I`, както в CMOS цифрови гейтове. Ето защо тази схема е подходяща единствено за ниски стойности на постоянното захранващо напрежение `U_I`, обикновено `20 V`. При високи стойности на постоянното захранващо напрежение `U_I`, напрежението гейт-сорс трябва също да бъде високо, което може да доведе до рязък спад на напрежението на гейта.
Режими на работа.
Режимите на работа на усилвател клас D са обяснени посредством вълновите форми, показани на фиг.6. Напрежението на входа на последователния трептящ кръг е квадратна вълна с големина `U_I`. Ако качественият фактор на товара `Q_L=sqrt{L/C}/R` на трептящия кръг е достатъчно висок (например `Q_L>=2.5`), токът `i` в тази схема е почти синусоида. Само при `f=f_0`, MOS транзисторът включва и изключва при нулев ток, което води до нулеви ключови загуби и повишава ефективността. В този случай антипаралелният диод не пропуска ток. В много приложения работната честота `f` не е равна на `f_0=1/{2pi sqrt{LC}}`, понеже изходната мощност или изходното напрежение често се управлява чрез изменение на работната честота (честотно модулационно управление). Фиг.4.6 (a),(b),(c) Показва формата на сигнала съответно при `f<f_0`, `f=f_0` и `f>f_0`. Толерансът на включващото гейт-сорс напрежение е показано като защриховани зони на графиката. Всеки от транзисторите трябва да да "включи" (т.е. да бъде отпушен) при `f<f_0` и да "изключи" (т.е. да бъде запушен) при `f>f_0` в интервала, когато токът през ключа е отрицателен. По време на този интервал токът през ключа може да циркулира през антипаралелния диод. За да бъде предотвратена кръстосана проводимост, формата на вълната на управляващите напрежения `u_{GS1}` и `u_{GS2}` не трябва да се застъпват и да имат достатъчно мъртво време (това не е показано на фиг.6.). При изключване полевият транзистор има времезакъснение, а биполярният транзистор има време на съхранение. Ако мъртвият период на гейт-сорс напрежениията на двата транзистора е твърде кратко, единият транзистор остава "включен", докато другият се изключва. В следствие на това двата транзистора остават "включени" в един и същ момент захранващото напрежение бива свързано накъсо през съпротивленията `r_{DS1}` и `r_{DS2}` при отпушено състояние на транзисторите. По тази причина през транзисторите протича импулсен ток на кръстосана проводимост с големина `I_{pk}=U_I/(r_{DS1}+r_{DS2})`.
 |
| Фиг.6. Вълнови форми на полумостова схема на мощен радиочестотен усилвател клас D, работещ като ключ на напрежение: (а) при `f<f_0`; (b) при `f=f_0`; (c) при `f>f_0` |
Мощен усилвател клас D с комплементарни транзистори, работещи като ключове на напрежение - анализ, предавателна функция, честотна лента.
КПД на полумостова схема, работа с AM сигнали.
Отношения на мощностите. Натоварване на активните елементи. Работа на усилвателите клас AB, B, C с променлива обвиваща на сигнала.
Отношения на мощностите
Нека разгледаме мощен радиочестотен усилвател клас B. Изходното напрежение и изходният ток са съответно:
`u_0 = U_m cos omegat` (1)
`i_0 = I_m cos omegat` (2)
а максималният ток представлява размахът на синусоидата, т.е. удвоената ѝ амплитуда:
`I_m=U_m / R = 2 I_{dm}` (3)
където `I_{dm} = I_{dm1}` e амплитудата на дрейновия ток. Изходната променливотокова мощност се дава с израза:
`P_0 = {U_m I_m} / 2 = U_m^2 / {2R} = {R I_m^2} /2 ` (4)
Захранващата постояннотокова мощност е числено равна на средната стойност на дрейновия ток на горния транзистор. Тази стойност се намира от израза:
`I_I = 1/{2pi} int_{-pi/2}^{pi/2} i_{D1} d(omegat) = I_m / pi = U_m / {pi R}` (5)
Постояннотоковото съпротивление `R_{DC}` се намира от следната зависимост:
`R_{DC}=U_I / I_I = {pi U_I} / U_m R` (5)
При `U_m = 0`, `R_DC rarr oo`, а при `U_m = U_I`, постояннотоковото съпротивление достига минималната си стойност:
`R_{DCmin}=U_I / I_{Imax} = pi R` (6)
Захранващата постояннотокова мощност е:
`P_I = U_I I_I = {U_I I_m} / pi = {U_I U_m} / {pi R}` (7)
Дрейновата мощност, разсеяна в двата транзистора е:
`P_D = P_I - P_0 = {U_I U_m} / {pi R} - U_m^2 / {2R}` (8)
Приравняваме на нула първата производна на дрейновата мощност като функция на амплитудата на изходното напрежение, т.е.:
`dP_D / d_U_m = U_I / {pi R} - U_m / R = 0` (9)
откъдето получаваме:
`U_m = U_I / pi` (10)
Следователно максималната мощност, разсейвана в двата транзистора е:
`P_Dmax = U_I^2 / {2pi^2R}` (11)
Дрейновият коефициент на полезно действие (КПД) e:
`eta_D = P_0 / P_I = pi / 4 U_m / U_I` (12)
При `U_m = U_I`, `eta_{Dmax} = pi / 4` (13)
При `U_{m(max)} = U_I - U_{DSmin}` , `eta_{D} = pi / 4 U_{m(max)} / U_I = pi/4 (1-U_{DSmin}/U_I)` (14)
Натоварване на активните елементи
Токовите и напрежителните максимални натоварвания в транзисторите са при:
`I_{DM} = I_m` (15)
`U_{DSM} = 2 U_I` (16)
Амплитудите на токовете през бобината и кондензатора от резонансния кръг са:
`I_{Lm} = I_{Cm} = Q_L I_m` (17)
Способността на изходната мощност е:
`c_p = P_0 / {2 I_{DM} U_{DSM}} = 1/4 (I_m / I_{DM}) (U_m / U_{DSM}) = 1/4 xx 1 xx 1/2 = 1/8` (18)
Работа на усилвателите клас AB, B, C с променлива обвиваща на сигнала
Усилвателите клас AB, B и C могат да бъдат използвани за усилване на сигнали с променливотокова обвиваща като например амплитудно-модулираните сигнали. Променливотоковата съставка на амплитудно-модулираното напрежение гейт-сорс има вида:
`u_{gs(AM)} = U_{gsm} (1 + m_{i n} cos omega_m t) cos omega_c t` (19)
Изборът на режима на работа, т.е. на работната точка `Q` има важно въздействие върху нелинейното изкривяване на източниците на ток, управлявани по напрежение. Усилването на амплитудно-модулирани сигнали в усилватели клас AB, B и C са показани на фиг.1.
Фиг.1a илюстрира усилване на амплитудно-модулиран сигнал в мощен радиочестотен усилвател клас AB, което формира изходящо напрежение с модулационен индекс `m_{out} > m_{i n}`. Изходното напрежение показва по-плитка модулация от входното. На фиг.1b е показано усилването на амплитудно-модулиран сигнал в усилвател клас B, където `m_{out} = m_{i n}`. Той се проявява като линеен мощен радиочестотен усилвател, тъй като неговата статична характеристика `u_{DS} = f(u_{GS} - U_t)` е почти линейна и започва от началото на координатната система. Фиг.1c илюстрира усилването на амплитудно-модулиран сигнал в усилвател клас C, което формира изходен амплитудно-модулиран сигнал с модулационен индекс `m_{out} < m_{i n}`. В този случай изходното напрежение проявява по-дълбока модулация от входния сигнал. Усилватели клас AB и C могат да се използват за усилване на амплитудно-модулирани сигнали с малък модулационен индекс `m`.
Фиг.2. изобразява схема на мощни усилватели клас AB, B и C с амплитудна модулация. В тези усилватели, амплитудно-модулираният сигнал е генериран чрез поставянето на източника на модулиращо напрежение `u_m` последователно на дрейновото захранващо напрежение `U_I` на радиочестотен усилвател клас C, което се управлява в омичната (триодна) област на полевия транзистор. Напрежението `u_{GS}` има постоянна амплитуда `U_{gsm}` и неговата честота е равна на носещата честота `f_c`. Постоянното напрежение `U_{GS}` гейт-сорс е фиксирано. Поради това ъгълът на проводимост `thetha` на дрейновия ток е също фиксиран. Тези схеми изискват използването на нискочестотен трансформатор.
Мощните усилватели клас AB, B и C могат да бъдат използвани и за усилване на сигнали с постоянна обвиваща като честотно- и фазово-модулираните сигнали.
Нека разгледаме мощен радиочестотен усилвател клас B. Изходното напрежение и изходният ток са съответно:
`u_0 = U_m cos omegat` (1)
`i_0 = I_m cos omegat` (2)
а максималният ток представлява размахът на синусоидата, т.е. удвоената ѝ амплитуда:
`I_m=U_m / R = 2 I_{dm}` (3)
където `I_{dm} = I_{dm1}` e амплитудата на дрейновия ток. Изходната променливотокова мощност се дава с израза:
`P_0 = {U_m I_m} / 2 = U_m^2 / {2R} = {R I_m^2} /2 ` (4)
Захранващата постояннотокова мощност е числено равна на средната стойност на дрейновия ток на горния транзистор. Тази стойност се намира от израза:
`I_I = 1/{2pi} int_{-pi/2}^{pi/2} i_{D1} d(omegat) = I_m / pi = U_m / {pi R}` (5)
Постояннотоковото съпротивление `R_{DC}` се намира от следната зависимост:
`R_{DC}=U_I / I_I = {pi U_I} / U_m R` (5)
При `U_m = 0`, `R_DC rarr oo`, а при `U_m = U_I`, постояннотоковото съпротивление достига минималната си стойност:
`R_{DCmin}=U_I / I_{Imax} = pi R` (6)
Захранващата постояннотокова мощност е:
`P_I = U_I I_I = {U_I I_m} / pi = {U_I U_m} / {pi R}` (7)
Дрейновата мощност, разсеяна в двата транзистора е:
`P_D = P_I - P_0 = {U_I U_m} / {pi R} - U_m^2 / {2R}` (8)
Приравняваме на нула първата производна на дрейновата мощност като функция на амплитудата на изходното напрежение, т.е.:
`dP_D / d_U_m = U_I / {pi R} - U_m / R = 0` (9)
откъдето получаваме:
`U_m = U_I / pi` (10)
Следователно максималната мощност, разсейвана в двата транзистора е:
`P_Dmax = U_I^2 / {2pi^2R}` (11)
Дрейновият коефициент на полезно действие (КПД) e:
`eta_D = P_0 / P_I = pi / 4 U_m / U_I` (12)
При `U_m = U_I`, `eta_{Dmax} = pi / 4` (13)
При `U_{m(max)} = U_I - U_{DSmin}` , `eta_{D} = pi / 4 U_{m(max)} / U_I = pi/4 (1-U_{DSmin}/U_I)` (14)
Натоварване на активните елементи
Токовите и напрежителните максимални натоварвания в транзисторите са при:
`I_{DM} = I_m` (15)
`U_{DSM} = 2 U_I` (16)
Амплитудите на токовете през бобината и кондензатора от резонансния кръг са:
`I_{Lm} = I_{Cm} = Q_L I_m` (17)
Способността на изходната мощност е:
`c_p = P_0 / {2 I_{DM} U_{DSM}} = 1/4 (I_m / I_{DM}) (U_m / U_{DSM}) = 1/4 xx 1 xx 1/2 = 1/8` (18)
Работа на усилвателите клас AB, B, C с променлива обвиваща на сигнала
Усилвателите клас AB, B и C могат да бъдат използвани за усилване на сигнали с променливотокова обвиваща като например амплитудно-модулираните сигнали. Променливотоковата съставка на амплитудно-модулираното напрежение гейт-сорс има вида:
`u_{gs(AM)} = U_{gsm} (1 + m_{i n} cos omega_m t) cos omega_c t` (19)
 |
| Фиг.1. Усилване на амплитудно-модулирани сигнали в мощни радиочестотни усилватели: a) клас AB; b) клас B; c) клас C |
Фиг.1a илюстрира усилване на амплитудно-модулиран сигнал в мощен радиочестотен усилвател клас AB, което формира изходящо напрежение с модулационен индекс `m_{out} > m_{i n}`. Изходното напрежение показва по-плитка модулация от входното. На фиг.1b е показано усилването на амплитудно-модулиран сигнал в усилвател клас B, където `m_{out} = m_{i n}`. Той се проявява като линеен мощен радиочестотен усилвател, тъй като неговата статична характеристика `u_{DS} = f(u_{GS} - U_t)` е почти линейна и започва от началото на координатната система. Фиг.1c илюстрира усилването на амплитудно-модулиран сигнал в усилвател клас C, което формира изходен амплитудно-модулиран сигнал с модулационен индекс `m_{out} < m_{i n}`. В този случай изходното напрежение проявява по-дълбока модулация от входния сигнал. Усилватели клас AB и C могат да се използват за усилване на амплитудно-модулирани сигнали с малък модулационен индекс `m`.
 |
| Фиг.2. Дрейнови амплитудно-модулирани сигнали в мощни радиочестотни усилватели класове AB, B и C |
Мощните усилватели клас AB, B и C могат да бъдат използвани и за усилване на сигнали с постоянна обвиваща като честотно- и фазово-модулираните сигнали.
Противотактни мощни усилватели класове AB, B, C. Принципни схеми. Форма на сигналите. Хармоничен анализ.
Принципни схеми.
Принципна противотактна схема на мощен радиочестотен усилвател клас AB, B или C, изграден с полеви транзистори е показана на фиг.1а. Тя се състои от комплементарна двойка транзистори (N-MOS и P-MOS), паралелна резонансна верига и свързващ кондензатор `C_c`.
Транзисторите трябва да имат съвпадащи характеристики и работят като източници на ток, управлявани по напрежение. Тъй като се използват комплементарни транзистори, тази схема се нарича комплементарна противотактна схема или комплементарно симетричен противотактен усилвател. Схемата може да бъде реализирана и с биполярни транзистори (CBJT) - npn и pnp транзистори. Противотактният усилвател клас B използва единия транзистор за усилване на положителната полувълна на входното напрежение, а другият транзистор - за усилване на отрицателната полувълна на входното напрежение. Свързващият кондензатор `C_c` блокира постояннотоковата съставка на товара. Освен това той поддържа постояннотоково напрежение `U_I/2` и захранва P-MOS транзистора, когато N-MOS транзисторът е запушен. Също така две захранващи напрежения `U_I` могат да бъдат свързани към дрейновете (колекторите) на всеки от двата транзистора. Вълновите форми на токовете и напреженията за противотактния усилвател клас B с полеви транзистори, са показани на фиг.2. Подобни графики могат да бъдат начертани и за усилватели клас AB и клас C.
Форма на сигналите
Хармоничен анализ
Елиминиране на четните хармоници в противотактните усилватели.
Нека приемем, че двата транзистора са еднакви. Дрейновият ток на горния MOS транзистор може да бъде развит в ред на Фурие и има вида:
`i_{D1}=I_D+i_{d1}+i_{d2}+i_{d3}+ ... = I_D+I_{dm1}cos omegat+I_{dm2}cos 2omegat+I_{dm3}cos 3omegat +...` (1)
Дрейновият ток `i_{D2}` на долния MOS транзистор е дефазиран на `180^@` спрямо `i_{D1}` и развит в ред на Фурие, има вида:
`i_{D2}=i_{D2}(omegat-180^@)`, откъдето
`i_{D2}=I_D+I_{dm1}cos (omegat-180^@) + I_{dm2}cos 2(omegat-180^@) +I_{dm3}cos 3(omegat-180^@) +... `
`i_{D2}= I_D-I_{dm1}cos omegat + I_{dm2}cos 2omegat - I_{dm3}cos 3omegat +... ` (2)
От тук следва, че товарният ток, който протича през свързващия кондензатор `C_c` представлява разликата между `i_{D1}` и `i_{D2}`, т.е.:
`i_L=i_{D1}-i_{D2}=2I_{dm1}cos omegat+3I_{dm3}cos 3omegat+... ` (3)
Следователно в противотактната усилвателна схема се реализира процес на премахване на четните хармоници на товарния ток, който намалява изкривяванията на изходното напрежение и общото хармонично изкривяване на сигнала. Само нечетните хармоници трябва да бъдат пропуснати от паралелно-резонансния кръг, който представлява честотен филтър. Същото свойство остава валидно за всички противотактни усилвателни схеми, работещи във всички класове.
Принципна противотактна схема на мощен радиочестотен усилвател клас AB, B или C, изграден с полеви транзистори е показана на фиг.1а. Тя се състои от комплементарна двойка транзистори (N-MOS и P-MOS), паралелна резонансна верига и свързващ кондензатор `C_c`.
 |
| Фиг.1. Противотактни схеми на мощен радиочестотен усилвател клас AB, B и C, изграден с полеви транзистори: a) принципна схема; b) еквивалентна заместваща схема |
Форма на сигналите
 |
| Фиг.2 Вълнови форми на токовете и напреженията в противотактен радиочестотен усилвател клас B |
Елиминиране на четните хармоници в противотактните усилватели.
Нека приемем, че двата транзистора са еднакви. Дрейновият ток на горния MOS транзистор може да бъде развит в ред на Фурие и има вида:
`i_{D1}=I_D+i_{d1}+i_{d2}+i_{d3}+ ... = I_D+I_{dm1}cos omegat+I_{dm2}cos 2omegat+I_{dm3}cos 3omegat +...` (1)
Дрейновият ток `i_{D2}` на долния MOS транзистор е дефазиран на `180^@` спрямо `i_{D1}` и развит в ред на Фурие, има вида:
`i_{D2}=i_{D2}(omegat-180^@)`, откъдето
`i_{D2}=I_D+I_{dm1}cos (omegat-180^@) + I_{dm2}cos 2(omegat-180^@) +I_{dm3}cos 3(omegat-180^@) +... `
`i_{D2}= I_D-I_{dm1}cos omegat + I_{dm2}cos 2omegat - I_{dm3}cos 3omegat +... ` (2)
От тук следва, че товарният ток, който протича през свързващия кондензатор `C_c` представлява разликата между `i_{D1}` и `i_{D2}`, т.е.:
`i_L=i_{D1}-i_{D2}=2I_{dm1}cos omegat+3I_{dm3}cos 3omegat+... ` (3)
Следователно в противотактната усилвателна схема се реализира процес на премахване на четните хармоници на товарния ток, който намалява изкривяванията на изходното напрежение и общото хармонично изкривяване на сигнала. Само нечетните хармоници трябва да бъдат пропуснати от паралелно-резонансния кръг, който представлява честотен филтър. Същото свойство остава валидно за всички противотактни усилвателни схеми, работещи във всички класове.
Мощни радиочестотни усилватели клас AB и C - форма на сигналите, мощност, КПД, параметри на клас AB при `theta=120^@`, параметри на клас C при `theta=60^@` и `theta=45^@`
Мощни радио-честотни усилватели клас AB и C - форма на сигналите, мощност, КПД, параметри на клас AB при `theta=120^@`, параметри на клас C при `theta=60^@` и `theta=45^@`
Мощен усилвател клас B - принципна схема, форма на сигналите, отношения на мощностите, КПД.
Мощен усилвател клас B - принципна схема
Принципната схема на мощен радиочестотен усилвател клас B се състои от транзистор и паралелен резонансен кръг. Транзисторът работи като зависим източник на ток, а ъгълът на проводимост на дрейновия (колекторния) ток в мощен усилвател клас B e `2 theta = 180^@`. Паралелният резонансен кръг работи като лентов честотен филтър и пропуска само основната съставка. Коефициентът на полезно действие на мощен усилвател клас B е по-голям от този на на мощен усилвател клас A. Усилватели клас B обикновено се използват за усилване в радиочестотния диапазон на радио- и телевизионни предаватели, както и в мобилните телефони.
Принципна и заместваща схеми на мощен радиочестотен усилвател клас B са показани на фиг.1. Състои се от полеви транзистор, паралелен резонансен кръг и радиочестотен дросел. Работната точка на транзистора се намира точно на границата между областта на отсечка и активната област (областта на насищане и областта на отщипване). Постояннотоковата съставка на напрежението `U_{GS}` гейт-сорс е равно на праговото напрежение `U_t` на транзистора. Поради това ъгълът на проводимост на дрейновия ток `2 theta = 180^@`. Транзисторът работи като източник на ток, управляван по напрежение. Вълновите форми на напреженията и токовете мощен усилвател клас B са илюстрирани на фиг.2. Променливотоковата съставка `u_{gs}` на напрежението гейт-сорс е синусоидна вълна. Дрейновият ток е половината от синусоидата и съдържа постояннотокова съставка, основната съставка и четни хармоници. Паралелният резонансен кръг действа като лентов честотен филтър, който намалява влиянието на всички хармоници. "Чистотата" (качеството) на изходната синусоида е функция на правилния избор на лентовия филтър. Колкото по-висок качествен фактор `Q_L` на товара, толкова по-малко е съдържанието на хармоници от по-висок ред в изходния ток и напрежение. Паралелният резонансен кръг може да бъде по-сложно конструиран, за да работи и като съгласуваща импедансите верига.
Форма на сигналите
Напрежението гейт-сорс се дава с израза:
`u_{GS} = U_t + U_{gsm} cos omegat` (1)
При работа с голям сигнал, дрейновият ток е почти пропорционален на напрежението гейт-сорс `u_{GS}`, където `u_{GS} > U_t` :
`i_D = K (u_{GS - U_t) = K U_{gsm} cos omegat` при `u_{GS} > U_t` (2)
`i_D = 0` при `u_{GS} < U_t` (3)
Дрейновият ток в усилвател клас B е половината синусоида, т.е.:
`i_D = I_{DM} cos omegat` при `-pi/2 < omegat <= pi/2` (3)
`i_D = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (4)
където `I_DM` е върховата стойност на дрейновия ток. Напрежението дрейн-сорс се дава с израза:
`u_{DS} = U_I - U_m cos omegat` (5)
Моментната разсеяна мощност в транзистора е:
`p_D(omegat) = i_D u_{DS} = I_{DM} cos omegat (U_I - U_m cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (6)
и съответно
`p_D(omegat) = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (7)
Основната съставка на дрейновия ток е:
`I_m = 1/pi int_{-pi/2} ^{p/2} I_{DM} cos^2 omegat d(omegat) = I_{DM}/2 = pi/2 I_I` (8)
Формата на дрейновия ток се дава с формулата:
`i_D=I_{DM}cos omegat = pi I_I cos omegat` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (9)
и съответно
`i_D = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (10)
Формата на напрежението дрейн-сорс е:
`u_{DS}=U_I - U_m cos omegat = U_I (1-U_m/U_I) cos omegat` (11)
Моментната разсеяна мощност в транзистора при `f = f_0` е:
`p_D (omegat) = i_D u_{DS} = I_I U_I pi cos omegat (1 - U_m/U_I cos omegat)`
`p_D (omegat) = P_I pi cos omegat (1- U_m/U_I cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (12)
и
`p_D (omegat) = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (13)
Следователно нормализираната моментна разсеяна мощност в транзистора ще бъде:
`p_D (omegat) / P_I = pi cos omegat (1 - U_m/U_I cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (14)
и
`p_D (omegat) / P_I = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (15)
Нормализираната моментна загубна мощност в транзистора при различни стойности на `{U_m}/ {U_I}` и при `f=f_0` е показана на фиг.2 за мощен усилвател клас B. Когато отношението `{U_m}/{U_I}` нараства, върховите стойности на `{p_D(omegat)}/{P_I}` намаляват, което допринася за по-висок дрейнов коефициент на полезно действие (КПД).
Отношения на мощностите и коефициент на полезно действиие на усилвател клас B.
Постоянният ток на захранване е:
`I_I = 1/{2pi} int_{-pi/2} ^{pi/2} i_D d(omegat) = 1/{2pi} int_{-pi/2} ^{pi/2} I_{DM} cos omegat d(omegat)`
`I_I = I_{DM}/pi = 2/pi I_m = 2/pi U_m / R` (16)
Следователно постояннотоковото съпротивление на постояннотоковия източник `U_I` е:
`R_{DC}=U_I/I_I=pi/2 U_I/U_m R` (17)
При `U_m=U_I`
Принципната схема на мощен радиочестотен усилвател клас B се състои от транзистор и паралелен резонансен кръг. Транзисторът работи като зависим източник на ток, а ъгълът на проводимост на дрейновия (колекторния) ток в мощен усилвател клас B e `2 theta = 180^@`. Паралелният резонансен кръг работи като лентов честотен филтър и пропуска само основната съставка. Коефициентът на полезно действие на мощен усилвател клас B е по-голям от този на на мощен усилвател клас A. Усилватели клас B обикновено се използват за усилване в радиочестотния диапазон на радио- и телевизионни предаватели, както и в мобилните телефони.
Принципна и заместваща схеми на мощен радиочестотен усилвател клас B са показани на фиг.1. Състои се от полеви транзистор, паралелен резонансен кръг и радиочестотен дросел. Работната точка на транзистора се намира точно на границата между областта на отсечка и активната област (областта на насищане и областта на отщипване). Постояннотоковата съставка на напрежението `U_{GS}` гейт-сорс е равно на праговото напрежение `U_t` на транзистора. Поради това ъгълът на проводимост на дрейновия ток `2 theta = 180^@`. Транзисторът работи като източник на ток, управляван по напрежение. Вълновите форми на напреженията и токовете мощен усилвател клас B са илюстрирани на фиг.2. Променливотоковата съставка `u_{gs}` на напрежението гейт-сорс е синусоидна вълна. Дрейновият ток е половината от синусоидата и съдържа постояннотокова съставка, основната съставка и четни хармоници. Паралелният резонансен кръг действа като лентов честотен филтър, който намалява влиянието на всички хармоници. "Чистотата" (качеството) на изходната синусоида е функция на правилния избор на лентовия филтър. Колкото по-висок качествен фактор `Q_L` на товара, толкова по-малко е съдържанието на хармоници от по-висок ред в изходния ток и напрежение. Паралелният резонансен кръг може да бъде по-сложно конструиран, за да работи и като съгласуваща импедансите верига.
Форма на сигналите
Напрежението гейт-сорс се дава с израза:
`u_{GS} = U_t + U_{gsm} cos omegat` (1)
При работа с голям сигнал, дрейновият ток е почти пропорционален на напрежението гейт-сорс `u_{GS}`, където `u_{GS} > U_t` :
`i_D = K (u_{GS - U_t) = K U_{gsm} cos omegat` при `u_{GS} > U_t` (2)
`i_D = 0` при `u_{GS} < U_t` (3)
 |
| Фиг.1. Вълнова форма на токовете, напреженията и мощността на мощен радиочестотен усилвател клас B |
`i_D = I_{DM} cos omegat` при `-pi/2 < omegat <= pi/2` (3)
`i_D = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (4)
където `I_DM` е върховата стойност на дрейновия ток. Напрежението дрейн-сорс се дава с израза:
`u_{DS} = U_I - U_m cos omegat` (5)
Моментната разсеяна мощност в транзистора е:
`p_D(omegat) = i_D u_{DS} = I_{DM} cos omegat (U_I - U_m cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (6)
и съответно
`p_D(omegat) = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (7)
Основната съставка на дрейновия ток е:
`I_m = 1/pi int_{-pi/2} ^{p/2} I_{DM} cos^2 omegat d(omegat) = I_{DM}/2 = pi/2 I_I` (8)
Формата на дрейновия ток се дава с формулата:
`i_D=I_{DM}cos omegat = pi I_I cos omegat` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (9)
и съответно
`i_D = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (10)
Формата на напрежението дрейн-сорс е:
`u_{DS}=U_I - U_m cos omegat = U_I (1-U_m/U_I) cos omegat` (11)
Моментната разсеяна мощност в транзистора при `f = f_0` е:
`p_D (omegat) = i_D u_{DS} = I_I U_I pi cos omegat (1 - U_m/U_I cos omegat)`
`p_D (omegat) = P_I pi cos omegat (1- U_m/U_I cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (12)
и
`p_D (omegat) = 0` при `pi/2 < omegat <= {3pi}/2` (13)
Следователно нормализираната моментна разсеяна мощност в транзистора ще бъде:
`p_D (omegat) / P_I = pi cos omegat (1 - U_m/U_I cos omegat)` при `-pi/2 < omegat <= {pi}/2` (14)
и
 |
| Фиг.2. Нормализирана моментна разсеяна мощност `{p_D(omegat)} / P_I` при различни стойности на `U_m/U_I` и `f=f_0` на мощен радиочестотен усилвател клас B |
Нормализираната моментна загубна мощност в транзистора при различни стойности на `{U_m}/ {U_I}` и при `f=f_0` е показана на фиг.2 за мощен усилвател клас B. Когато отношението `{U_m}/{U_I}` нараства, върховите стойности на `{p_D(omegat)}/{P_I}` намаляват, което допринася за по-висок дрейнов коефициент на полезно действие (КПД).
Отношения на мощностите и коефициент на полезно действиие на усилвател клас B.
Постоянният ток на захранване е:
`I_I = 1/{2pi} int_{-pi/2} ^{pi/2} i_D d(omegat) = 1/{2pi} int_{-pi/2} ^{pi/2} I_{DM} cos omegat d(omegat)`
`I_I = I_{DM}/pi = 2/pi I_m = 2/pi U_m / R` (16)
Следователно постояннотоковото съпротивление на постояннотоковия източник `U_I` е:
`R_{DC}=U_I/I_I=pi/2 U_I/U_m R` (17)
При `U_m=U_I`
Усилвател клас А. Паралелелен трептящ кръг - загуби и КПД. Импедансно-съгласуваща верига. Работа с променлива и постоянна обвиваща сигнала.
Усилвател клас А. Паралелелен трептящ кръг - загуби и КПД. Импедансно-съгласуваща верига. Работа с променлива и постоянна обвиваща сигнала.
Абонамент за:
Публикации (Atom)
-
Интернет протоколът (IP) е специфициран с документ STD5. В стандарта се включват също ICMP (Internet Control Message Protocol) и IGMP (Inter... -
Цифров телевизионен сигнал. Аналогово-цифрово и цифрово-аналогово преобразуване на телевизионния сигнал. В съобщителната техника под анало... -
Обобщена схема за цифрово пренасяне на информацията Обобщената схема ( фиг.2.1 ) обхваща три основни процеса на цифровото пренасяне на инф...